電源噪聲是電磁干擾的一種，其傳導(dǎo)噪聲的頻譜大致為10kHz~30MHz，zui高可達(dá)150MHz。電源噪聲，特別是瞬態(tài)噪聲干擾，其上升速度快、持續(xù)時間短、電壓振幅高、隨機(jī)性強(qiáng)，對微機(jī)和數(shù)字電路易產(chǎn)生嚴(yán)重干擾。
　　
　　示波器頻域分析在電源調(diào)試的應(yīng)用
　　
　　在電源噪聲的分析過程中，比較經(jīng)典的方法是使用示波器觀察電源噪聲波形并測量其幅值，據(jù)此判斷電源噪聲的來源。但是隨著數(shù)字器件的電壓逐步降低、電流逐步升高，電源設(shè)計難度增大，需要使用更加有效的測試手段來評估電源噪聲。本文是使用頻域方法分析電源噪聲的一個案例，在觀察時域波形無法定位故障時，通過FFT（快速傅立葉變換）方法進(jìn)行時頻轉(zhuǎn)換，將時域電源噪聲波形轉(zhuǎn)換到頻域進(jìn)行分析。電路調(diào)試時，從時域和頻域兩個角度分別來查看信號特征，可以有效地加速調(diào)試進(jìn)程。
　　
　　在單板調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)一個網(wǎng)絡(luò)的電源噪聲達(dá)到80mv，已經(jīng)超過器件要求，為了保證器件能夠穩(wěn)定工作必須降低該電源噪聲。
　　
　　在調(diào)試該故障前先回顧下電源噪聲抑制的原理。電源分配網(wǎng)絡(luò)中不同的頻段由不同的元件來抑制噪聲，去耦元件包含電源調(diào)整模塊（VRM）、去耦電容、PCB電源地平面對、器件封裝和芯片。VRM包含電源芯片及外圍的輸出電容，大約作用于DC到低頻段（100K左右），其等效模型是一個電阻和一個電感組成的二元件模型。去耦電容使用多個數(shù)量級容值的電容配合使用，充分覆蓋中頻段（數(shù)10K到100M左右）。由于布線電感和封裝電感的存在，即時大量堆砌去耦電容也難以在更高頻起到作用。PCB電源地平面對形成了一個平板電容，也具有去耦作用，大約作用在數(shù)十兆。芯片封裝和芯片負(fù)責(zé)高頻段（100M以上），目前的器件一般會在封裝上增加去耦電容，此時PCB上的去耦范圍可以降低到數(shù)十兆甚至幾兆。因此，在電流負(fù)載不變的情況下，我們只要判斷出電壓噪聲出現(xiàn)在哪個頻段，那么針對這個頻段所對應(yīng)的去耦元件進(jìn)行優(yōu)化即可。在兩個去耦元件的相鄰頻段時兩個去耦元件會配合作用，所以在分析去耦元件臨界點(diǎn)時相鄰頻段的去耦元件也要同時納入考慮。
　　
　　根據(jù)傳統(tǒng)電源調(diào)試經(jīng)驗(yàn)，首先在該網(wǎng)絡(luò)上增加了一些去耦電容，增加電源網(wǎng)絡(luò)的阻抗余量，保證在中頻段的電源網(wǎng)絡(luò)阻抗都能滿足該應(yīng)用場景的需求。結(jié)果紋波僅降低幾mV，改善微乎其微。產(chǎn)生這個結(jié)果有幾個可能：1、噪聲處在低頻，并不在這些去耦電容起作用的范圍內(nèi)；2、增加電容影響了電源調(diào)節(jié)器VRM的環(huán)路特征，電容帶來的阻抗降低與VRM的惡化抵消了。帶著這個疑問，我們考慮使用示波器的頻域分析功能來查看電源噪聲的頻譜特性，定位問題根源。
　　
　　示波器的頻域分析功能是通過傅立葉變換實(shí)現(xiàn)的，傅立葉變換的實(shí)質(zhì)是任何時域的序列都可以表示為不同頻率的正弦波信號的無限疊加。我們分析這些正弦波的頻率、幅值和相位信息，就是將時域信號切換到頻域的分析方法。數(shù)字示波器采樣到的序列是離散序列，所以我們在分析中zui常用的是快速傅立葉變換（FFT）。FFT算法是對離散傅立葉變換（DFT）算法優(yōu)化而來，運(yùn)算量減少了幾個數(shù)量級，并且需要運(yùn)算的點(diǎn)數(shù)越多，運(yùn)算量節(jié)約越大。
　　
　　示波器捕獲的噪聲波形進(jìn)行FFT變換，有幾個關(guān)鍵點(diǎn)需要注意：
　　
　　1、根據(jù)耐奎斯特抽樣定律，變換之后的頻譜展寬（Span）對應(yīng)與原始信號的采樣率的1/2，如果原始信號的采樣率為1GS/s，則FFT之后的頻譜展寬zui多是500MHz；
　　
　　2、變換之后的頻率分辨率（RBWResolutionBandwidth）對應(yīng)于采樣時間的倒數(shù)，如果采樣時間為10mS，則對應(yīng)的頻率分辨率為100Hz；
　　
　　3、頻譜泄漏，即信號頻譜中各譜線之間相互干擾，能量較低的譜線容易被臨近的高能量譜線的泄漏所淹沒。避免頻譜泄漏可以盡量采集速率與信號頻率同步，延長采集信號時間及使用適當(dāng)?shù)拇昂瘮?shù)。
　　
　　電源噪聲測量時不要求較高的采樣率，所以可以設(shè)置很長的時基，這也意味著采集的信號時間可以足夠長，可以認(rèn)為覆蓋到了整個有效信號的時間跨度，此時不需要添加窗函數(shù)。調(diào)整以上設(shè)置可以得到比較準(zhǔn)確的FFT變換曲線了，再通過zoom功能查看感興趣的頻點(diǎn)。如下圖中電源噪聲的主要能量集中在11.3KHz左右，并以該頻率為基波頻率諧振。據(jù)此可以推斷本PDN網(wǎng)絡(luò)在11.3KHz處的阻抗不能滿足要求，電容在該頻點(diǎn)的阻抗也比較高，起不到降低阻抗的作用，所以前面增加電容并不能減小電源噪聲。
　　
　　一般來說，11.3KHz應(yīng)該是VRM的管轄范圍，此處出現(xiàn)較大噪聲說明VRM電路設(shè)計不能滿足要求。這里對VRM的性能進(jìn)行分析，VRM分析的方法眾多，此處主要采用仿真其反饋環(huán)路波特圖的手段。主要觀察幾個關(guān)鍵信息：1、穿越頻率，增益曲線穿越0dB線的頻率點(diǎn)；2、相位裕度，相位曲線在穿越頻率處所對應(yīng)的相位值；3、增益裕度，相位在-360°時所對應(yīng)的增益值。這里我們主要關(guān)注穿越頻率和相位裕度這兩個指標(biāo)。從VRM的環(huán)路波特圖（如下圖a）可以看到，VRM的穿越頻率在8KHz左右，相位裕度37度。這里存在兩個問題：首先VRM的相位裕度一般需要大于45度才能保證環(huán)路的穩(wěn)定工作，這里相位裕度稍小一些，需要增加相位裕度；其次穿越頻率太低，穿越頻率附近VRM的調(diào)整作用逐漸降低，而此頻點(diǎn)bulk電容還起不到作用，所以在8KHz附近會存在較高的阻抗，這個頻點(diǎn)的噪聲抑制作用較差。